台湾专利TW201300812A 無線通信裝置、方法及電腦程式產品

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专利摘要:
本發明描述一種可以低功率消耗提供良好效能之衛星定位系統(SPS)接收器。該SPS接收器可操作於多個模式中之一者，該等模式可與用於該SPS接收器之不同偏流設定相關聯。可基於一與該SPS接收器共同定位之傳輸器的輸出功率位準選擇該等模式中之一者。可基於該所選模式設定該SPS接收器內之一LNA、一混頻器及/或一LO產生器之偏流。在一設計中，若該傳輸器輸出功率位準低於一切換點，則可為該SPS接收器選擇一第一(例如，較低功率)模式。若該傳輸器輸出功率位準高於該切換點，則可選擇一第二(例如，高線性)模式。該第二模式與用於該SPS接收器之比該第一模式大之偏流相關聯。
公开号:TW201300812A
申请号:TW101133197
申请日:2008-02-27
公开日:2013-01-01
发明作者:Yang Xu；Timothy Paul Pals；Kevin Hsi-Huai Wang
申请人:Qualcomm Inc；
IPC主号:H03F3-00

专利说明:
無線通信裝置、方法及電腦程式產品
本揭示案大體係關於電子電路，且更特定言之係關於一種接收器。
本申請案主張2007年2月27日所申請之名為「基於整合式傳輸器功率之動態線性可調整GPS RF前端電路(A DYNAMIC LINEARITY ADJUSTABLE GPS RF FRONT-END CIRCUIT BASED ON INTEGRATED TRANSMITTER POWER)」的美國臨時申請案第60/891,873號之優先權，該案已讓與給其受讓人，且在此以引用之方式併入本文中。
一接收器為接收且調節一射頻(RF)輸入信號之電子單元。接收器可執行諸如低雜訊放大、濾波、降頻轉換等之各種類型之信號調節。
歸因於諸如效能、功率消耗等之各種設計考慮，接收器之設計具挑戰性。對於許多應用而言，需要高效能以滿足系統規格及/或達成良好整體效能。接收器之效能之特徵可在於諸如線性、動態範圍及雜訊效能等之各種參數。線性指代在不產生大量失真之情形下放大一信號之能力。動態範圍指代預期接收器可處置之所接收信號位準之範圍。雜訊效能指代由接收器產生之雜訊量。對於某些應用而言，低功率消耗亦為非常合意的。舉例而言，一接收器可用於諸如蜂巢式電話之攜帶型器件中，且低功率消耗可延長再充電之間的電池壽命，其為非常合意的。
因此，此項技術中需要可以低功率消耗提供良好效能之接收器。
本文描述一種可以低功率消耗提供良好效能之接收器。該接收器可為一用以調節自衛星接收之信號的衛星定位系統(SPS)接收器。該SPS接收器可與一傳輸器共同定位，該傳輸器可在該SPS接收器正操作之同時進行傳輸。來自傳輸器之大輸出功率可能降級該SPS接收器之效能。
SPS接收器可操作於複數個模式中之一者，該等模式可與用於該SPS接收器之不同偏流設定相關聯。可基於該傳輸器之一輸出功率位準選擇該等模式中之一者。該SPS接收器可包括具有可調整偏流之至少一電路區塊，例如低雜訊放大器(LNA)、混頻器、本地振盪器(LO)產生器等。每一電路區塊之偏流可根據該所選模式而設定。
在一設計中，若該傳輸器輸出功率位準低於一切換點，則可為該SPS接收器選擇一第一模式(例如，較低功率模式)。若該傳輸器輸出功率位準高於該切換點，則可為該SPS接收器選擇一第二模式(例如，高線性模式)。該第二模式與用於該SPS接收器之比該第一模式大之偏流相關聯。可使用磁滯用於在第一模式與第二模式之間的轉變。
下文將更詳細描述本揭示案之各種態樣及特徵。
圖1展示能夠與一無線通信系統100進行通信之無線器件110。無線器件110亦可稱為行動台、使用者設備(UE)、終端機、存取終端機、用戶單元、台等等。無線器件110可為蜂巢式電話、個人數位助理(PDA)、掌上型器件、無線數據機、膝上型電腦、無線電話等。無線器件110可在任何給定時刻與系統100中之一或多個基地台120進行通信。基地台為一固定台且亦可稱為節點B、存取點等。
大體而言，無線器件110可能能夠與任何數目之無線通信系統及網路進行通信。術語"網路"及"系統"常常互換地使用。舉例而言，無線器件110可能能夠與分碼多重近接(CDMA)系統、分時多重近接(TDMA)系統、分頻多重近接(FDMA)系統、正交分頻多重近接(OFDMA)系統、單載波FDMA(SC-FDMA)系統等進行通信。CDMA系統可實施諸如通用陸上無線電存取(UTRA)、cdma2000等之無線電技術。UTRA包括寬頻CDMA(W-CDMA)及低碼片率(LCR)。cdma2000包含IS-2000、IS-95及IS-856標準。IS-2000版本0及A通常稱為CDMA2000 1X，或簡單地為1X。TDMA系統可實施諸如全球行動通信系統(GSM)之無線電技術。OFDMA系統可實施諸如演進型UTRA(E-UTRA)、IEEE 802.16、IEEE 802.20、Flash-OFDM®等之無線電技術。UTRA、E-UTRA及GSM描述於來自名為"第三代合作夥伴計劃"(3GPP)之組織的文件中。cdma2000描述於來自名為"第三代合作夥伴計劃2"(3GPP2)之組織的文件中。在此項技術中已知此等各種無線電技術及標準。無線器件110亦可能能夠與一無線區域網路(WLAN)、無線個人網域網路(WPAN)等進行通信。
無線器件110亦能夠自衛星130接收信號。衛星130可屬於諸如美國全球定位系統(GPS)、歐洲伽利略系統、俄羅斯Glonass系統等之衛星定位系統(SPS)。GPS為繞地球軌道而行之24適當間隔之衛星的一群集。每一GPS衛星傳輸以資訊編碼之GPS信號，其允許地球上之GPS接收器量測所接收GPS信號相對於時間上一任意點之到達時間。此相對到達時間量測可轉換為一偽範圍。無線器件110之位置可基於針對足夠數目的衛星及其已知位置之偽範圍量測而準確地估計。
圖2展示無線器件110之一設計之方塊圖。在此設計中，無線器件110包括具有一傳輸器220及兩個接收器240及260的收發器218。傳輸器220及接收器240可用於與系統100進行通信。接收器260可用於自衛星130接收信號且亦可稱為一SPS接收器。大體而言，無線器件110可包括用於任何數目之通信系統及頻帶的任何數目之傳輸器及任何數目的接收器。在圖2中展示之設計中，傳輸器220及接收器240耦接至一天線238，且接收器260耦接至另一天線258。大體而言，傳輸器及接收器可耦接至任何數目之天線，例如傳輸器220與接收器240及260可耦接至一單一天線。
傳輸器或接收器可以一超外差架構或一直接轉換架構實施。在超外差架構中，一信號在多個階段中在RF與基頻之間經頻率轉換，例如，在一階段中自RF至中頻(IF)，且接著在用於接收器之另一階段中自IF至基頻。在亦稱為零IF架構之直接轉換架構中，信號在一階段中在RF與基頻之間經頻率轉換。超外差及直接轉換架構可使用不同電路區塊及/或具有不同要求。在圖2中之設計中，傳輸器220及接收器240可以直接轉換架構實施，且接收器260可以超外差架構實施。
對於資料傳輸而言，一資料處理器210處理待傳輸之資料且向收發器218中之傳輸器220提供一類比輸出信號。在傳輸器220內，類比輸出信號由一放大器(Amp)222放大，由一低通濾波器224濾波以移除由數位至類比轉換引起之影像，由一可變增益放大器(VGA)226放大且由一混頻器228自基頻增頻轉換為RF。經增頻轉換之信號由一帶通濾波器230濾波以移除由增頻轉換引起之影像，由一功率放大器(PA)232進一步放大，導引通過一雙工器234，且自一天線238傳輸。
對於資料接收而言，天線238自基地台接收下行鏈路信號且提供第一所接收RF信號，該RF信號被導引通過雙工器234且提供至接收器240。在接收器240內，第一所接收RF信號由帶通濾波器242濾波，由LNA 244放大，且由一混頻器246自RF降頻轉換為基頻。經降頻轉換之信號由一VGA 248放大，由一低通濾波器250濾波，且由一放大器252放大以獲得第一類比輸入信號，該第一類比輸入信號提供至資料處理器210。
對於SPS而言，天線258自衛星130接收SPS信號且向SPS接收器260提供第二所接收RF信號。在SPS接收器260內，第二所接收RF信號由帶通濾波器262濾波，由LNA 264放大，且由一混頻器266自RF降頻轉換為IF。IF信號由一放大器268放大且由一混頻器270自IF降頻轉換為基頻。經降頻轉換之信號由一放大器272放大，由一低通濾波器274濾波，且由一驅動器276緩衝以獲得第二類比輸入信號，該第二類比輸入信號提供至資料處理器210。儘管未在圖2中展示，IF濾波器可置放於混頻器266與270之間且用於濾波經降頻轉換之信號。
鎖相迴路(PLL)282產生在所要頻率下之載波信號。LO產生器284自PLL 282接收一或多個載波信號且產生用於由混頻器228進行增頻轉換及由混頻器246及270進行降頻轉換之LO信號。一LO產生器286自PLL 282接收一載波信號且產生一用於由混頻器266進行降頻轉換之LO信號。偏壓控制單元278接收用於傳輸器220及/或SPS接收器260之資訊且產生用於諸如LNA264、混頻器266、放大器268、LO產生器286等的電路區塊之偏壓控制。單元278可向此等電路區塊提供偏流或可提供用於設定此等電路區塊之偏流之控制信號。單元278可包含一暫存器、邏輯及/或其他電路。
資料處理器210可包括用於經由系統100進行資料傳輸及接收且亦用於SPS處理之各種處理單元。舉例而言，資料處理器210可包括提供用於正經由傳輸器220發送之資料的可選擇增益之數位VGA(DVGA)212。資料處理器210可包括執行用於資料傳輸及接收之各種功能及其他操作之數位信號處理器(DSP)213。資料處理器210亦可包括執行用於所接收SPS信號之處理的SPS處理器214及為SPS接收器260選擇一操作模式之SPS接收器(RX)模式控制器216。資料處理器210可為諸如一行動台數據機(MSM)之特殊應用積體電路(ASIC)。控制器/處理器290可指導無線器件110中各種處理單元之操作。記憶體292可儲存用於無線器件110之資料及程式碼。
圖2展示一實例收發器設計。大體而言，在傳輸器及接收器中之信號之調節可由放大器、濾波器、混頻器等之一或多個階段執行。此等電路區塊可不同於圖2中展示之組態而經配置。此外，圖2中未展示之其他電路區塊亦可用於調節傳輸器及接收器中之信號。
圖2亦展示一實例SPS接收器設計。大體而言，一SPS接收器可實施超外差架構(如圖2中所展示)或直接轉換架構(圖2中未展示)。圖2中之SPS接收器設計可提供某些優點，諸如(1)簡化用於混頻器270之LO產生器及(2)分離用於傳輸器220、接收器240及SPS接收器260之PLL。舉例而言，用於混頻器270之LO產生器可以一分割器實施，該分割器以一整數比自參考振盪器(例如，TCXO)分割一參考時脈。
SPS接收器260可在傳輸器220活動之同時操作。舉例而言，傳輸器220可用於W-CDMA或cdma2000且可針對整個呼叫而活動。傳輸器220亦可用於GSM且可在SPS接收器260活動之同時期間活動。在任何情況下，當傳輸器220及SPS接收器260同時活動時，來自傳輸器220之大輸出功率可降級SPS接收器260之效能。舉例而言，來自在一先進無線服務(AWS)頻帶上之傳輸器220的CDMA信號及在一個人通信服務(PCS)頻帶上之外部CDMA或GSM信號可產生大三階交互調變失真(IM3)，其可處於一SPS頻帶內且自該所接收SPS信號區分可為困難的。IM3之量值可視SPS接收器260之線性而定。因此，歸因於來自傳輸器220之高輸出功率，SPS接收器260之線性要求可能更加嚴格。向SPS接收器輸入洩漏之大傳輸器功率亦可引起諸如二階交互調變(IM2)及增益壓縮的可顯著降級SPS接收器之效能的其他非線性。
SPS接收器260(例如，LNA 264、混頻器266及放大器268)中之各種電路區塊可以大量之電流偏壓以滿足由來自傳輸器220之最大輸出功率強加之最差情況線性要求及/或減少來自LO產生器286之雜訊。可使用更大偏流來(i)防止增益壓縮增加SPS接收器260之雜訊指數，(ii)由於干擾器可互逆地將LO雜訊混合至SPS頻帶中，故降低LO產生器286之雜訊底部，及(iii)改良線性以減少處於頻帶內之IM2及IM3。以大量偏流操作SPS接收器260可甚至以高傳輸器輸出功率確保良好效能。然而，由於在大多時間傳輸器輸出功率可十分小於最大功率，故始終以大量偏流操作SPS接收器260可導致過量電池消耗。
圖3展示來自傳輸器220之CDMA信號的輸出功率之用於三個網路測試情境的三個機率密度函數(PDF)。水平軸表示傳輸器輸出功率位準，其以dBm為單位給出。對於1X而言，最大輸出功率為+24 dBm。垂直軸表示每一傳輸器輸出功率位準發生之機率。如圖3中所展示，以最大或高輸出功率傳輸之機率可為相對小的。
在一態樣中，SPS接收器260可針對不同傳輸器輸出功率位準以不同量之電流偏壓從而以低功率消耗達成所要線性。大體而言，對SPS接收器260而言可支援任何數目之模式。每一模式可關聯於(i)用於SPS接收器260內之電路區塊之不同偏流設定，及(ii)傳輸器輸出功率位準之範圍，在該範圍內可選擇模式。在下文詳細描述之一設計中，支援兩個模式-高線性(HL)模式及低功率(LP)模式。HL模式利用更大偏流以達成用於SPS接收器260之較佳線性且可在傳輸器輸出功率高時選擇該HL模式。LP模式利用較小偏流以減少SPS接收器260之功率消耗且可在傳輸器輸出功率不高時選擇該LP模式。
可使用一切換點或臨限值來為SPS接收器260選擇HL或LP模式。切換點可能影響選擇LP模式之可能性及用於LP模式之偏流之量兩者。可界定切換點為(i)足夠高以使得SPS接收器260儘可能經常地操作於LP模式中，但(ii)足夠低以使得在LP模式中所使用之偏流之量充分低。可界定切換點為+3 dBm(如圖3中所展示)、+5 dbm、+10 dbm、+15 dbm等。切換點可為靜態的且用於所有布署及所有頻帶。或者，切換點可針對由無線器件110所觀測之不同網路布署、不同頻帶、不同環境等而動態地變化。舉例而言，一PDF可針對由無線器件110所觀測之環境而產生且可用於選擇一適當切換點。可基於切換點設定SPS接收器260內之電路區塊的偏流。
一狀態機可接收關於SPS接收器260(例如，開啟或關閉)之當前狀態、傳輸器220之當前狀態及當前傳輸器輸出功率位準之資訊。可基於(i)設定傳輸器220之增益且可由圖2中之處理器210或290實施之控制單元，(ii)量測傳輸器輸出功率之功率偵測器(圖2中未展示)，及/或(iii)某其他單元而判定傳輸器輸出功率位準。舉例而言，可基於DVGA 212及VGA 226之增益及PA 232之增益/範圍/狀態而判定傳輸器輸出功率位準。
狀態機可以各種方式接收關於傳輸器輸出功率位準之資訊。在一設計中，每當傳輸器輸出功率位準越過切換點時，狀態機接收一中斷，且相應地更新其狀態。可(例如)由處理器210內之DSP 213、由處理器290等產生中斷。在另一設計中，狀態機接收當前傳輸器輸出功率位準(例如，藉由週期性地輪詢DSP 213)，判定傳輸器輸出功率位準是否已越過切換點，且相應地更新其狀態。
大體而言，當傳輸器輸出功率位準已超過切換點時迅速得知以使得HL模式迅速被選擇從而減輕歸因於高傳輸器輸出功率之降級可為合意的。自HL模式至LP模式之轉變可能並非時間敏感的且可(例如)藉由週期性地輪詢傳輸器輸出功率而達成。
圖4展示用於SPS接收器260之狀態機400之設計的圖。在圖4中展示之設計中，狀態機400包括四個狀態410、411、412及413，其亦分別表示為狀態0、1、2及3。狀態0、1、2及3經界定如下：狀態0-SPS接收器260關閉，狀態1-傳輸器220關閉，且SPS接收器260處於LP模式，狀態2-傳輸器220開啟，且SPS接收器260處於LP模式，及狀態3-傳輸器220開啟，且SPS接收器260處於HL模式。
狀態機400可起始於狀態0，且當SPS接收器260經加電時，若傳輸器220關閉則轉變為狀態1，或者若傳輸器220開啟則轉變為狀態2。當傳輸器220經加電時，狀態機400可自狀態1轉變至狀態2。狀態機400在接收歸因於傳輸器輸出功率位準超過切換點之中斷後即可自狀態2轉變為狀態3，且可在傳輸器輸出功率位準降至低於切換點時自狀態3轉變回至狀態2。當傳輸器220經斷電時，狀態機400可自狀態2或狀態3轉變回至狀態1，且當SPS接收器260經斷電時可自狀態1、2或3轉變回至狀態0。
圖4展示用於SPS接收器260之狀態機之一設計。大體而言，具有任何數目之狀態及用於在狀態之間轉變的任何觸發之狀態機可用於SPS接收器260。
在圖4中展示之設計中，LNA 264及混頻器266(LNA/混頻器)可在HL模式與LP模式之間切換，且LO產生器286(LO Gen)亦可在HL模式與LP模式之間切換。大體而言，SPS接收器260內之任何電路區塊可在HL模式與LP模式之間切換。不管傳輸器輸出功率，給定電路區塊亦可始終操作於LP模式中。
一給定電路路板是否在HL模式與LP模式之間切換可能視傳輸器220之頻帶及/或其他因素而定。切換點亦可視頻帶而定。對於每一頻帶而言，查找表可儲存用於彼頻帶之切換點及SPS接收器260中應針對彼頻帶在HL模式與LP模式之間切換的電路區塊清單。
當自狀態0或1轉變為狀態2時可執行初始化。對於初始化而言，可判定用於傳輸器220之頻帶，可確定用於該頻帶之切換點，且可識別並向偏壓控制單元278提供待在HL模式與LP模式之間切換的電路區塊清單。可致能中斷之產生，以使得每當傳輸器輸出功率超過切換點時產生一中斷。
當歸因於接收一指示高傳輸器輸出功率之中斷而自狀態2轉變為狀態3時，SPS接收器260可自LP模式切換為HL模式。對於LP至HL轉變而言，可去能中斷產生，可取消或去能SPS處理器214，可取消或去能SPS接收器260(例如，藉由關閉LNA 264及/或其他電路區塊)且接著切換至HL模式，且可起始一計時器。在計時器期滿後即重新起始SPS處理器214及SPS接收器260。取消指代關閉一電路區塊或一處理單元。可執行取消以防止來自可能地惡化當前SPS處理(例如，SPS信號整合)之強干擾。干擾可歸因於當切換為HL模式時PLL 282變為解鎖。可選擇充分長之計時器持續時間來允許PLL 282重鎖定。若不需要則可跳過取消，以使得處理增益不會歸因於由取消引起之SPS信號的損耗而降級。
當處於HL模式中時，可週期性地檢查傳輸器輸出功率以判定是否可進行返回至LP模式之轉變。在一設計中，使用時間磁滯來避免在HL模式與LP模式之間持續地雙態觸發。對於此設計而言，若傳輸器輸出功率低於針對L個連續間隔或輪詢例項之切換點，則可能發生自HL模式至LP模式之轉變。L可被設定為3或某其他值。亦可以其他方式達成時間磁滯。在另一設計中，使用信號磁滯來避免在HL模式與LP模式之間持續地雙態觸發。對於此設計而言，若傳輸器輸出功率超出一高切換點，則可能發生自LP模式至HL模式之轉變，且若傳輸器輸出功率降低低於一低切換點，則可能發生自HL模式返回至LP模式之轉變。高切換點與低切換點之間的差異為磁滯量。亦可使用時間及信號磁滯之組合來避免在HL模式與LP模式之間持續地雙態觸發。
對於HL至LP轉變而言，SPS處理器214可經取消，SPS接收器260可經取消且接著切換為LP模式，且可起始一計時器。在計時器期滿後，SPS處理器214及SPS接收器260即可重新起始，且可致能中斷產生從而允許快速轉變為HL模式(若需要)。在SPS接收器260處於HL模式時，每當傳輸器220經斷電時，亦可執行用於HL至LP轉變(除中斷產生之致能之外)的步驟。
當SPS接收器260活動時，可能發生用於傳輸器220之頻帶的改變。在此情況下，可針對頻帶改變臨時去能傳輸器220，此又可導致圖4中向狀態1之轉變。當在新頻帶上致能傳輸器220時可執行上文描述之初始化。可針對新頻帶藉由初始化而更新切換點及HL/LP電路組態。
傳輸器220可經致能但僅在一部分時間中可有效地傳輸。舉例而言，當以一低於最大速率之速率發送資料時，IS-95支援一些位元之擊穿。傳輸器220可針對經擊穿之位元而經取消(例如，以零信號值應用)。在W-CDMA中，無線器件110可操作於經壓縮模式中，在該模式中傳輸器220在已知傳輸間隙期間不傳輸從而使接收器240進行量測。在GSM中，傳輸器220可活動於一些時間槽中，且接收器240可以一TDM方式活動於一些其他時間槽中。在任何情況下，當傳輸器220未連續地傳輸時，若傳輸器220連續地活動時，則可判定傳輸器輸出功率。當傳輸器220有效地進行傳輸時，此可藉由檢查傳輸器輸出功率而達成，且當傳輸器220未有效進行傳輸時此可藉由忽略時間間隔而達成。僅僅由於在傳輸器220瞬間未活動之時刻檢查傳輸器輸出功率，此可避免將SPS接收器260切換至LP模式。
可基於傳輸器增益控制字(TX_Gain)及用於PA 232(PA_R)之範圍判定傳輸器輸出功率。TX_Gain可包含傳輸器220中所有可變增益電路區塊之增益，例如，DVGA 212及VGA 226之增益。PA 232可操作於多個PA範圍中之一者中。每一PA範圍可與用於PA 232之特定增益相關聯且可用於傳輸器輸出功率位準之一特定範圍。傳輸器輸出功率位準與TX_Gain及PA_R之組合之間的映射可在校準期間經判定且儲存於一查找表中。該映射可視頻帶、通道、溫度等而定。一映射可儲存於用於(例如)針對由傳輸器220支援之每一頻帶的所關注之每一操作情境的查找表中。
圖5展示中斷產生電路500之示意圖，該中斷產生電路500可實施於圖2中之資料處理器210或偏壓控制單元278內。每當傳輸器輸出功率位準超過可觸發自LP模式至HL模式之轉變的切換點時，可使用電路500產生一中斷。每當傳輸器輸出功率位準降低低於可觸發自HL模式至LP模式之轉變的切換點時，可使用電路500產生一中斷。
在圖5中展示之設計中，PA 232操作於四個PA範圍中之一者中。多工器(Mux)512接收用於四個PA範圍之四個臨限值TH1、TH2、TH3及TH4且如由PA_R控制所指示而提供對應於當前PA範圍之臨限值。四個臨限值可經選擇，使得比較用於每一PA範圍之TX_Gain與相應臨限值等效於比較傳輸器輸出功率位準與切換點。比較器514接收來自多工器512之臨限值及在兩個輸入處之TX_Gain，若TX_Gain超過臨限值則提供一邏輯高，且否則提供一邏輯低。
邏輯單元516接收比較器514之輸出、TX_EN信號、INT_EN信號及極性信號。當致能傳輸器220時，TX_EN信號處於邏輯高，且否則處於邏輯低。當致能傳輸器220時，傳輸器220內之電路區塊經加電，且傳輸器220準備好用於傳輸。INT_EN信號處於邏輯高以致能電路500且否則處於邏輯低。極性信號指示若TX_Gain高於臨限值(例如，若SPS接收器260當前處於LP模式)或低於臨限值(例如，若SPS接收器260當前處於HL模式)則是否產生中斷。單元516基於輸入信號產生一CTR_Ctrl信號且向上/下計數器520之UP/輸入提供CTR_Ctrl信號。當TX_EN信號處於邏輯高時，CTR_Ctrl信號可經設定為等於比較器514之輸出(在藉由極性信號之任何反相之後)。若傳輸器220被關閉且SPS接收器260處於HL模式，則TX_EN信號可用於產生一中斷，使得可發生一HL至LP轉變。
致能單元518接收TX_EN信號、TX_ON信號及CTR_EN信號且向計數器520之致能(EN)輸入提供輸出信號。當傳輸器220有效進行傳輸時，TX_ON信號處於邏輯高，且否則處於邏輯低。CTR_EN信號處於邏輯高以致能計數器520且否則處於邏輯低。當CTR_EN信號處於邏輯高時，單元518致能計數器520。當TX_ON信號處於邏輯低且TX_EN信號處於邏輯高時，單元518去能計數器520，以使得在傳輸器220瞬間未活動時，例如，在擊穿週期或傳輸間隙期間，計數器520不被更新。
計數器520基於來自單元516之CTR_Ctrl信號且當由單元518之輸出致能時向上或向下增量。比較器522接收計數器520之輸出及在兩個輸入處之計數器臨限值CTR_TH，且若計數器輸出超過計數器臨限值則提供中斷SPS_INT。
圖5展示一中斷產生電路之一設計。亦可使用其他設計來產生用於在HL模式與LP模式之間轉變的觸發。
在LP模式與HL模式之間的轉變可引入在來自SPS接收器260中之驅動器276的SPS基頻信號之增益、相位及/或群延遲中的跳越或不連續性。可由一為SPS維持之自動增益控制(AGC)迴路處置增益跳躍。相位跳躍可先驗地經表徵且以一在資料處理器210內之數位旋轉器校正從而補償相位不連續性。群延遲跳越可藉由資料處理器內之一可程式化延遲單元說明。可藉由限制在LP模式與HL模式之間的轉變速率而減少歸因於增益、相位及/或群延遲中的跳躍之效能降級。
返回參看圖2，可基於SPS接收器之模式而改變SPS接收器260內之各種電路區塊的偏流。具有可變偏流之每一電路區塊可以各種設計實施。下文描述LNA 264、混頻器266及LO產生器286之實例設計。
圖6展示圖2中SPS接收器260內之LNA 264的設計之示意圖。在此設計中，LNA 264以一具有電感性退化拓撲之疊接共同源而實施。此拓撲可提供增益以減輕隨後階段之雜訊且亦可引入極少額外雜訊，甚至具有用於動態地調整LNA線性之電路亦如此。
在LNA 264內，N-通道場效電晶體(N-FET)614及616耦接於一疊接組態中。N-FET 614具有其接收SPS_In信號之閘極，其耦接至電感器612之一端之源極，及其耦接至N-FET 616之源極的汲極。電感器612之另一端耦接至電路接地。N-FET 616具有其接收Va電壓之閘極及其提供SPS_Out信號之汲極。電感器618及電容器620經並聯地且在N-FET 616與一電源電壓Vdd之間耦接。電阻器622及624形成一電壓分割器網路，耦接於電源電壓與電路接地之間，且提供Va電壓。電容器626耦接於N-FET 616之閘極與電路接地之間。
N-FET 644具有其耦接至電阻器642之一端之源極，其耦接至運算放大器(out amp)640之輸出的閘極，及其耦接至開關650之一端的汲極。電阻器642之另一端耦接至電路接地。開關650將一偏流源652耦接至處於LP模式之N-FET 644之汲極且將一偏流源654耦接至處於HL模式之N-FET 644的汲極。偏流源652提供一用於LP模式之偏流Ib_low，且偏流源652提供一用於HL模式之偏流Ib_high。
N-FET 646具有其接收Va電壓之閘極，其耦接至電流源648之一端之源極，及其耦接至電源電壓之汲極。電流源648之另一端耦接至電路接地。Op amp 640具有其耦接至N-FET 644之汲極之非反相輸入及其耦接至N-FET 646之源極的反相輸入。Op amp 640為N-FET 614及644提供一偏壓Vbias。電阻器632及636串聯地且在N-FET 644與614之閘極之間耦接。電容器634耦接於電阻器632及636與電路接地之間。
電感器612提供N-FET 614之源極退化。電感器618及電容器620形成可經調諧至為用於GPS之1.57542 GHz的所要頻帶之經調諧負載。電阻器632及電容器634形成一用於來自op amp 640之Vbias電壓的低通濾波器。電阻器636提供在SPS_In信號與Vbias電壓之間的隔離。
N-FET 644形成一用於N-FET 614之電流鏡，N-FET 614之偏流鏡面反射N-FET 644之偏流。電阻器642模型化電感器612之電阻損耗且允許用於N-FET 614及644之閘極至源極電壓V_gs的較佳匹配。N-FET 646鏡面反射N-FET 616，N-FET 646之源極電壓緊密匹配N-FET 616(其亦為N-FET 614之汲極)之源極電壓。N-FET 646因此提供對N-FET 614之為一敏感節點的汲極之存取。Op amp 640改變施加至N-FET 614及644之閘極的Vbias電壓，以使得N-FET 614之閘極至汲極電壓V_gd緊密匹配N-FET 644之V_gd。Op amp 640因此確保N-FET 614之操作點緊密匹配N-FET 644之操作點，具有op amp 640之此反饋迴路允許僅使用用於N-FET 644之小量偏流而對N-FET 614之偏流的準確控制。舉例而言，若用於N-FET 614之所要偏流為Ibias，則N-FET 644可以Ibias/X來偏壓，其中X可為10或更大之因數。
圖6中之疊接組態可提供諸如自LNA輸入至LNA輸出之較佳隔離、較高LNA增益、較高輸出阻抗等之某些優點。具有op amp 640之反饋迴路可提供諸如N-FET 614及644的操作點(例如，V_gd)之較佳匹配的某些優點，其可允許在N-FET 614與644之間使用一較大電流比。
圖7展示圖2中SPS接收器260內之混頻器266的設計之示意圖。在此設計中，混頻器266包括一混合核心720及一電流緩衝器730。混頻器266以一具有電流緩衝拓撲之被動式混頻器實施，此可改良雜訊效能且基於線性要求而提供偏流可程式化性。
變壓器710將SPS_Out信號自LNA 264耦接至混頻器266之輸入。變壓器710由磁性地耦接至次級電感器712之主電感器618構成。電感器618為圖6中LNA 264之部分。在整個電感器712上之差分電壓為混頻器輸入信號。變壓器710執行單端至差分轉換且可視在次級電感器712中之匝數與在主電感器618中之匝數之比而進一步提供信號電流增益。
在混合核心720內，電容器722a耦接於電感器712之一端與N-FET 726a及726b的汲極之間。電容器724a耦接於N-FET 726a及726b之汲極與電路接地之間。類似地，電容器722b耦接於電感器712之另一端與N-FET 726c及726d之汲極之間。電容器724b耦接於N-FET 726c及726d之汲極與電路接地之間。N-FET 726a及726c之源極耦接在一起且耦接至混頻器266之節點A。N-FET 726b與726d之源極耦接在一起且耦接至混頻器266之節點B。N-FET 726a及726d之閘極接收一反相LO信號LO-。N-FET 726b及726c之閘極接收一非反相LO信號LO+。
在電流緩衝器730內，電阻器732a耦接於節點A與電路接地之間。N-FET 734a具有其耦接至節點A之源極，其接收Vb電壓之閘極，及其耦接至電容器742a之一端的汲極。開關736a將一偏流源738a耦接至處於LP模式之N-FET 734a之汲極且將一偏流源740a耦接至處於HL模式之N-FET 734a的汲極。類似地，電阻器732b耦接於節點B與電路接地之間。N-FET 734b具有其耦接至節點B之源極，其接收Vb電壓之閘極，及其耦接至電容器742b之一端的汲極。開關736b將一偏流源738b耦接至處於LP模式之N-FET 734b之汲極且將一偏流源740b耦接至處於HL模式之N-FET 734b的汲極。偏流源738a及738b提供一用於LP模式之偏流Ib_lo，且偏流源740a及740b提供一用於HL模式之偏流Ib_hi。電容器742a及742b之其他端向放大器268提供一差分IF信號。
混合核心720實施一不消耗DC功率之被動式混頻器，如由用於N-FET 726a至726d之汲極的非DC路徑所展示。一被動式混頻器可提供較佳線性且可產生比一主動式混頻器少之雜訊。電容器722a及722b為AC耦接電容器。電容器724a及724b用於模型化切換器件N-FET 726a至726d之寄生電容。N-FET 726a至726d將來自變壓器710之RF信號與差分LO信號混合且提供差分IF信號。
電流緩衝器730以一共同閘極電流緩衝器拓撲實施。電阻器732a及732b、所選偏流源738或740，及在N-FET 734a及734b之閘極處之電壓Vb設定用於電流緩衝器730之偏壓點。N-FET 734a及734b緩衝來自混合核心720之差分電流信號且將放大器268自混合核心隔離。電容器742a及742b為AC耦接電容器。
圖8展示用於圖2中SPS接收器260之LO產生器286的設計之示意圖。在LO產生器286內，開關812自PLL 282接收一電壓控制振盪器(VCO)信號，當選擇HL模式時將該VCO信號傳遞至一高線性分割器/緩衝器814，且當選擇LP模式時將該VCO信號傳遞至一低功率分割器/緩衝器816。分割器/緩衝器814或816可視SPS接收器260之模式而在任何給定時刻經加電。當選擇HL模式時，開關818提供分割器/緩衝器814之輸出作為用於混頻器266之LO信號，且當選擇LP模式時提供分割器/緩衝器816之輸出。
圖6、圖7及圖8展示針對兩個模式之LNA 264、混頻器266及LO產生器286之實例設計。對於此等電路區塊而言亦可使用其他設計。此外，每一電路區塊可支援兩個以上模式。
圖9展示用於操作一SPS接收器(例如，一GPS接收器)之過程900之設計。過程900可由圖2中之處理器210、控制器216、處理器290、單元278等執行。可判定與SPS接收器共同定位之傳輸器之輸出功率位準(區塊912)。傳輸器可為一CDMA傳輸器或某其他類型之傳輸器。若傳輸器及SPS接收器在同一積體電路(IC)、同一電路板、同一無線器件等上實施，則傳輸器及SPS接收器可共同定位。如上文所描述或以某其他方式，可基於在傳輸器內之PA之範圍及傳輸器之增益判定傳輸器輸出功率位準。
可基於該傳輸器之輸出功率位準調整該SPS接收器之偏流(區塊914)。SPS接收器可包含具有可調整偏流之至少一電路區塊，例如LNA、混頻器、LO產生器等。每一電路區塊之偏流可基於傳輸器輸出功率位準而調整。
可維持一包含複數個狀態之狀態機。舉例而言，狀態機可包含圖4中所展示之狀態。每一狀態可與一用於SPS接收器之特定模式及一用於傳輸器之特定模式相關聯。可基於狀態機中之電流狀態選擇SPS接收器之偏流。
SPS接收器可操作於複數個模式中之一者，該等模式可與用於該SPS接收器之不同偏流設定相關聯。可基於傳輸器輸出功率位準及至少一切換點選擇模式中之一者。可基於所選模式設定SPS接收器之偏流。
圖10展示區塊914之一設計。在此設計中，傳輸器輸出功率位準可與一切換點進行比較(區塊1012)。若傳輸器輸出功率位準低於切換點，則可為該SPS接收器選擇一第一模式(例如，低功率模式)(區塊1014)。若傳輸器輸出功率位準高於切換點，則可為SPS接收器選擇一第二模式(例如，高線性模式)(區塊1016)。第二模式與用於SPS接收器之比第一模式大之偏流相關聯。
當傳輸器輸出功率位準超過切換點時，可接收一中斷。可回應於接收該中斷而選擇SPS接收器之第二模式。當SPS接收器處於第二模式時，可執行輪詢以判定傳輸器輸出功率位準是否低於切換點。當輪詢指示傳輸器輸出功率位準低於切換點時，選擇第一模式。亦可以其它方式判定傳輸器輸出功率是高於還是低於切換點。時間磁滯及/或信號磁滯可用於在第一模式與第二模式之間的轉變。
本文描述之技術可以各種方式來實施。舉例而言，此等技術可實施於硬體、韌體、軟體或其組合中。對於一硬體實施而言，用於判定SPS接收器之操作模式且調整SPS接收器之偏流的處理單元可實施於一或多個ASIC、DSP、數位信號處理器件(DSPD)、可程式化邏輯器件(PLD)、場可程式化閘陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、電子器件、經設計以執行本文所描述之功能的其他電子單元、電腦或其一組合內。
對一韌體及/或軟體實施而言，可藉由執行本文描述之功能的模組(例如，程序、函式等)實施該等技術。韌體及/或軟體指令可儲存於一記憶體(例如，圖2中之記憶體292)中且由一處理器(例如，處理器290)執行。記憶體可實施於處理器內或處理器外部。韌體及/或軟體指令亦可儲存於諸如隨機存取記憶體(RAM)、唯讀記憶體(ROM)、非揮發性隨機存取記憶體(NVRAM)、可程式化唯讀記憶體(PROM)、電可擦PROM(EEPROM)、快閃記憶體、緊密光碟(CD)、磁性或光學資料儲存器件等之其他處理器可讀媒體中。
本文描述之電路區塊(例如，圖6中之LNA 264、圖7中的混頻器266、圖8中之LO產生器286等)可以諸如N-FET、P-FET、金氧半導體FET(MOSFET)、雙極接面電晶體(BJT)、砷化鎵(GaAs)FET等的各種類型之電晶體實施。此等電路區塊亦可在各種IC製程中且在諸如RF IC(RFIC)、混合信號IC等的各種類型之IC中製造。
本文描述之實施技術或電路區塊之裝置可為單獨單元或可為一器件之部分。該器件可為(i)單獨IC，(ii)可包括用於儲存資料及/或指令之記憶體IC的一或多個IC的集合，(iii)諸如MSM之ASIC，(iv)一可嵌入於其他器件內之模組，(v)一蜂巢式電話、無線器件、手機或行動單元，(vi)等。
提供本揭示案之先前描述以使得任何熟習此項技術者能夠進行或使用本揭示案。對本揭示案之各種修改對熟習此項技術者而言將顯而易見，且在不背離本揭示案之精神或範疇的情況下，本文所定義之一般原理可應用於其他變體。因此，本揭示案不欲限於本文所描述之實例及設計，而將符合與本文所揭示之原理及新穎特徵一致之最廣泛範疇。
100‧‧‧無線通信系統
110‧‧‧無線器件
120‧‧‧基地台
130‧‧‧衛星
210‧‧‧資料處理器
212‧‧‧數位VGA(DVGA)
213‧‧‧數位信號處理器(DSP)
214‧‧‧SPS處理器
216‧‧‧SPS接收器(RX)模式控制器
218‧‧‧收發器
220‧‧‧傳輸器
222‧‧‧放大器(Amp)
224‧‧‧低通濾波器
226‧‧‧可變增益放大器(VGA)
228‧‧‧混頻器
230‧‧‧帶通濾波器
232‧‧‧功率放大器(PA)
234‧‧‧雙工器
238‧‧‧天線
240‧‧‧接收器
242‧‧‧帶通濾波器
244‧‧‧LNA
246‧‧‧混頻器
248‧‧‧VGA
250‧‧‧低通濾波器
252‧‧‧放大器
258‧‧‧天線
260‧‧‧SPS接收器
262‧‧‧帶通濾波器
264‧‧‧LNA
266‧‧‧混頻器
268‧‧‧放大器
270‧‧‧混頻器
272‧‧‧放大器
274‧‧‧低通濾波器
276‧‧‧驅動器
278‧‧‧偏壓控制單元
282‧‧‧鎖相迴路(PLL)
284‧‧‧LO產生器
286‧‧‧LO產生器
290‧‧‧控制器/處理器
292‧‧‧記憶體
400‧‧‧狀態機
410‧‧‧狀態
411‧‧‧狀態
412‧‧‧狀態
413‧‧‧狀態
500‧‧‧中斷產生電路
512‧‧‧多工器(Mux)
514‧‧‧比較器
516‧‧‧邏輯單元
518‧‧‧致能單元
520‧‧‧上/下計數器
522‧‧‧比較器
612‧‧‧電感器
614‧‧‧N-通道場效電晶體(N-FET)
616‧‧‧N-通道場效電晶體(N-FET)
618‧‧‧電感器
620‧‧‧電容器
622‧‧‧電阻器
624‧‧‧電阻器
626‧‧‧電容器
632‧‧‧電阻器
634‧‧‧電容器
636‧‧‧電阻器
640‧‧‧運算放大器(out amp)
642‧‧‧電阻器
644‧‧‧N-FET
646‧‧‧N-FET
648‧‧‧電流源
650‧‧‧開關
652‧‧‧偏流源
654‧‧‧偏流源
710‧‧‧變壓器
712‧‧‧次級電感器
720‧‧‧混合核心
722a‧‧‧電容器
722b‧‧‧電容器
724a‧‧‧電容器
724b‧‧‧電容器
726a‧‧‧N-FET
726b‧‧‧N-FET
726c‧‧‧N-FET
726d‧‧‧N-FET
730‧‧‧電流緩衝器
732a‧‧‧電阻器
732b‧‧‧電阻器
734a‧‧‧N-FET
734b‧‧‧N-FET
736a‧‧‧開關
736b‧‧‧開關
738a‧‧‧偏流源
738b‧‧‧偏流源
740a‧‧‧偏流源
740b‧‧‧偏流源
742a‧‧‧電容器
742b‧‧‧電容器
812‧‧‧開關
814‧‧‧高線性分割器/緩衝器
816‧‧‧低功率分割器/緩衝器
818‧‧‧開關
圖1展示一傳輸及接收信號之無線器件。
圖2展示該無線器件之方塊圖。
圖3展示傳輸輸出功率之機率密度函數。
圖4展示用於無線器件內之一SPS接收器之狀態圖。
圖5展示一中斷產生電路之示意圖。
圖6展示SPS接收器內之一LNA之示意圖。
圖7展示SPS接收器內之一混頻器之示意圖。
圖8展示用於SPS接收器之LO產生器之示意圖。
圖9展示用於操作SPS接收器之過程。
圖10展示為SPS接收器選擇一模式之過程。
110‧‧‧無線器件
210‧‧‧資料處理器
212‧‧‧數位VGA(DVGA)
213‧‧‧數位信號處理器(DSP)
214‧‧‧SPS處理器
216‧‧‧SPS接收器(RX)模式控制器
218‧‧‧收發器
220‧‧‧傳輸器
222‧‧‧放大器(Amp)
224‧‧‧低通濾波器
226‧‧‧可變增益放大器(VGA)
228‧‧‧混頻器
230‧‧‧帶通濾波器
232‧‧‧功率放大器(PA)
234‧‧‧雙工器
238‧‧‧天線
240‧‧‧接收器
242‧‧‧帶通濾波器
244‧‧‧LNA
246‧‧‧混頻器
248‧‧‧VGA
250‧‧‧低通濾波器
252‧‧‧放大器
258‧‧‧天線
260‧‧‧SPS接收器
262‧‧‧帶通濾波器
264‧‧‧LNA
266‧‧‧混頻器
268‧‧‧放大器
270‧‧‧混頻器
272‧‧‧放大器
274‧‧‧低通濾波器
276‧‧‧驅動器
278‧‧‧偏壓控制單元
282‧‧‧鎖相迴路(PLL)
284‧‧‧LO產生器
286‧‧‧LO產生器
290‧‧‧控制器/處理器
292‧‧‧記憶體

权利要求:
Claims (14)
[1] 一種器件，其包含：一低雜訊放大器(LNA)，其經組態以接收且放大一包含來自衛星定位系統(SPS)衛星之信號的射頻(RF)輸入信號，該LNA具有基於一共同定位之傳輸器的輸出功率位準而調整之偏流；及至少一偏流源，其經組態以提供用於該LNA之可調整偏流。
[2] 如請求項1之器件，其中該LNA包含：一電晶體，其經組態以接收該RF輸入信號且提供信號增益，及一電流鏡，其經組態以接收該可調整偏流且提供一用於該電晶體之偏壓。
[3] 一種包括一用於放大一輸入信號之低雜訊放大器(LNA)的器件，該LNA包含：一第一電晶體，其經組態以接收該輸入信號，一第二電晶體，其經組態以接收一偏流且形成一用於該第一電晶體之電流鏡，及一運算放大器(op amp)，其操作以產生一用於該第一電晶體及該第二電晶體之偏壓從而匹配該第一電晶體與該第二電晶體的操作點。
[4] 如請求項3之器件，其中該op amp經組態以分別在反相輸入及非反相輸入處接收第一電壓及第二電壓，且基於該第一電壓及該第二電壓產生該偏壓，該第一電壓為該第一電晶體之一複製輸出電壓，且該第二電壓為該第二電晶體之一輸出電壓。
[5] 如請求項3之器件，其中該LNA進一步包含：一第三電晶體，其在一疊接組態中耦接至該第一電晶體且經組態以提供一用於該LNA之輸出信號。
[6] 如請求項5之器件，其中該LNA進一步包含：一第四電晶體，其經組態以提供該第一電晶體之一複製輸出電壓，該第三電晶體及該第四電晶體具有耦接在一起之閘極。
[7] 如請求項3之器件，其中該LNA進一步包含：一源退化電感器，其耦接至該第一電晶體之一源，及一源退化電阻器，其耦接至該第二電晶體之一源，該源退化電阻器模型化該源退化電感器之電阻性損耗。
[8] 如請求項3之器件，其中該第一電晶體之偏流為該第二電晶體之該偏流的多倍。
[9] 如請求項3之器件，其中該第一電晶體之偏流為該第二電晶體之該偏流的至少10倍。
[10] 如請求項3之器件，其中該LNA進一步包含：一低通濾波器，其經組態以自該op amp接收該偏壓且向該第一電晶體提供一經濾波偏壓。
[11] 如請求項3之器件，其進一步包含：至少一偏流源，其經組態以提供用於第二電晶體之可調整偏流。
[12] 一種包括一用於放大一輸入信號之低雜訊放大器(LNA)之積體電路，該LNA包含：一第一電晶體，其經組態以接收該輸入信號；一第二電晶體，其經組態以接收一偏流且形成一用於該第一電晶體之電流鏡；及一運算放大器(op amp)，其操作以產生一用於該第一電晶體及該第二電晶體之偏壓從而匹配該第一電晶體與該第二電晶體的操作點。
[13] 如請求項12之積體電路，其中該op amp經組態以分別在反相輸入及非反相輸入處接收第一電壓及第二電壓，且基於該第一電壓及該第二電壓產生該偏壓，該第一電壓為該第一電晶體之一複製輸出電壓，且該第二電壓為該第二電晶體之一輸出電壓。
[14] 如請求項12之積體電路，其中該LNA進一步包含：一第三電晶體，其在一疊接組態中耦接至該第一電晶體且經組態以提供一用於該LNA之輸出信號；及一第四電晶體，其經組態以提供該第一電晶體之一複製輸出電壓，該第三電晶體及該第四電晶體具有耦接在一起之閘極。

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